摘要：传统的两级APFC采用两套控制电路和至少两个功率开关管，增加了电路复杂程度及成本。随着PFC/PWM两级复合控制芯片的产生，两级APFC的这一缺陷能够获得大大改善。基于对PFC/PWM两级控制复合芯片ML4824功能的简介，对两级APFC技术进行了研究，并通过带PFC的蓄电池充电器的研制，证实了该复合控制的可行性和实用性。关键词：功率因数校正；脉宽调制控制器；双管正激变换器
20世纪90年代以来，随着各国对用电设备输入电流谐波含量的限制，以及各种限制输入电流谐波的标准的建立，使有源PFC技术取得了长足的进展。有源PFC技术由于变换器工作在高频开关状态，而具有体积小、重量轻、效率较高和功率因数高等优点。从电路结构上划分，有源PFC可分为两级PFC电路和单级PFC电路。单级PFC是近几年研究的热点，主要使用在于低功率电路中。两级PFC技术适合于各种功率应用场景范围，具有THD低、PF高、PFC级输出电压恒定、保持时间长、输入电压范围宽等众多优点。但两级PFC方案因具备至少两个开关管和两套控制电路，从而增加了成本和复杂度。随着近年来出现的PFC/PWM两级控制复合芯片的产生，两级PFC的这一缺陷可望得到较大改善。基于两级复合芯片ML4824，本文对两级PFC技术进行了研究，并通过对带PFC的蓄电池充电器的研制，证实了该复合芯片的实用性和可行性。
ML4824内部结构框图如图1所示。ML4824由平均电流控制的Boost型PFC前级和一个PWM后级组成，PWM级可以用作电流型或电压型。ML4824分为ML4824?1和ML4824?2两种型号。ML4824?2在图1中间部分多了一个“×2”的环节，表示ML4824?2中PWM级的频率为PFC级的2倍，这样做才能够使得PWM级的磁芯元件体积和重量更小。
ML4824各管脚功能如表1所列。与其它PFC芯片相比，除了具有功率因数校正功能外，ML4824还有很多保护功能，如软启动、过压保护、峰值电流限制、欠压锁定、占空比限制等。
1）它是一种PFC/PWM复合芯片，只需要一个时钟信号，一套控制电路，就能控制两级电路，简化了设计。
2）PFC和PWM级分别采取了了上升沿和下降沿的控制方式，减小了PFC输出电容和PFC输出电压的纹波。
传统的PWM变换器一般都会采用下降沿触发或上升沿触发的控制方式。在PFC/PWM两级控制中，ML4824对触发方式来进行了精心设计，前后级分别采取了上升沿触发和下降沿触发方式。
图2所示为Boost＋Buck两级电路，两级电路都工作在CCM状态。当两级均采用下降沿模式的控制方式时，前级电路输出电压纹波能表示为[1]VRipple=I2MAX×ESR＋（1）其中，I2MAX=（2）
当两级电路分别采取了上升沿触发和下降沿触发方式，也即前后级功率管互补开关时，前级输出电压纹波为：
从式（1）和式（3）可见，两级电路分别采取了上升沿触发和下降沿触发方式，将使前级输出电压纹波大大减小。这表明：在纹波相同情况下，该方式所需的输出滤波电容，其容值可以大幅度降低，而且电容的发热问题也得以改善，在成本、效率和体积上都有优势。
3）补偿网络的独特设计实现了前后级的解耦，显著地提高了PFC的误差放大器的带宽。
对于前级PFC电路而言，后级PWM级电路为恒功率负载特性，随着输入电压升高，对应输入电流下降，也即其输入电阻为负阻特性。为了不影响系统的稳定性，一定要采用合适的补偿网络来实现前后级的解耦，图3所示给出补偿网络电路示意图。
与一般的补偿网络不同，该补偿网络中，电流环补偿网络的一端连接到芯片的基准电压，当基准电压从零逐渐增大的时候，在IEAO（脚1）上产生一个压差，从而防止PFC电路瞬间以最大占空比工作，起到PFC软启动的作用。电压环补偿网络的一端直接接地。ML4824的电压误差放大器有一个非线性的特性，当系统处于稳定的状态，误差放大器的跨导保持一个
很小的值，当母线电压上有很大干扰，或负载变化时，误差放大器的输入端VFB将偏离2.5V，使得误差放大器的跨导明显提高，如图4所示。这一特性大幅度的提升了电压环的带宽，提高电压环的响应速度。
针对密封铅酸蓄电池的充电装置，基于复合控制芯片ML4824，设计完成了带PFC的充电器原理样机。具体设计指标如下：
根据以上要求，我们确定两级电路方案：前级为采用Boost拓扑的PFC电路，实现功率因数校正的同时把输入电压提升到DC380V（图5）；后级为应用双管正激拓扑的PWM电路，把DC380V母线VC，实现限流定压方式充电（图6）。
1）储能电感电感电流纹波以峰值电流的20％计，得出电感值L=0?53mH。选用上海钢研所的铁硅铝磁粉芯SA?60环形磁芯，用65匝Φ0.5漆包线）输出滤波电容由于采用了特殊的上升沿/下降沿触发方式，有利于PFC级电路输出电压纹波的减小，本文电路最后取为220μF的电容，就可以获得较小的输出电压纹波（0.3V左右）。
母线构成的二阶滤波网络后作为输入电压前馈信号VRMS（脚4），同时母线上的馒头波信号经电阻R5成为输入电压波形采样信号IAC（脚2）。输出电压经R9、R17分压送到ML4824的电压误差放大器的输入端VFB（脚15），与基准比较后成为电压误差信号VEAO（脚16）。VRMS、IAC、VEAO构成ML4824内部乘法器的三个输入端。R1为输入电流采样电阻，采样的电流信号送到ISENSE（脚3）。R8、C11、C12和R18、C16、C17分别构成电流误差放大器和电压误差放大器的补偿网络。R10和C10为ML4824斜坡信号发生网络，电路的开关频率由这两个参数决定。
ML4824要求当输入电压最低时VRMS（脚4）电压为1.2V，而且这个电压一定要经过很好的滤波，才能准确地反映输入电压的变化。
k为乘法器增益，当VRMS脚输入1.2V电压时，也即输入电压最低时，k取最大值0.328。为了尽最大可能避免乘法器饱和，乘法器的输出要限制在200μA以内，因此R5要满足R5?==2.16MΩ（8）
RMVLO为乘法器输出截止电阻（3.5kΩ）。由此：R1≤=0.078Ω
电压环和电流环补偿网络的参数通过频域仿真来优化选取，使系统的开环增益和相角裕度在合理的范围内。电压环补偿网络参数选为R18取200kΩ，C16取270nF，C17取27nF。
1）变压器设计磁芯选用EE55B，原副边匝比为27/8，导线mm厚铜皮，宽度均为30mm。
3）输出滤波电容由于铝电解电容的频率特性较差，实际电路中采用3个470μF的电容并联。
充电器中仍包括驱动电路设计、辅助电源设计等，由于篇幅关系，这里不一一详述了。
图8（a）为未经功率因数校正，输入电流畸变严重；图8（b）为经功率因数校正后的波形，输入电流很好地跟踪了输入电压的波形，功率因数得到了大大的提高。实测功率因数可达0.999。
图9所示为捕捉到的两个PFC级电路开关管vGS与vDS波形。开关管上电压尖峰很小，开关管工作状态良好。
图10为PFC级电路输出电压波形。由于采取了特殊的上升沿/下降沿触发方式，输出电压纹波很小。
图11为PWM级电路满载时几个主要的实验波形，从图中能够准确的看出，实验波形和理论分析是一致的。
PWM控制复合在同一个芯片上，简化了电路设计，降低了成本。由于前后级分别采取了上升沿/下降沿触发方式，在输出滤波电容很小的情况下就可得到很小的电压纹波。电压误差放大器补偿网络的独特设计实现了前后级的解耦，显著地提高了PFC的误差放大器的带宽。基于该芯片研制的带PFC的定压限流方式充电器验证了该芯片的可行性和优点。
